Transistor Bipolaire

Report
Transistor Bipolaire
1
Plan








Principe de fonctionnement
Caractéristiques statiques
Équations d’Ebers-Moll
Paramètres statiques – gains
Effets du second ordre
Transistor en commutation
Transistor en HF
Transistor à Hétéro-jonction TBH ou HBT
2
Principe de fonctionnement

Géométrie:
 Latéral
 Vertical

Dans les circuits
numériques, structure
verticale
vertical
latéral
3
Principe de fonctionnement



2 jonctions pn tête
bêche.
La première (EB) sert
à injecter les porteurs
La deuxième (BC) à
les collecter
4
Principe de fonctionnement

Jonction en inverse:



Courant faible car
« réservoir » vide
En modulant le
remplissage du réservoir,
modulation du courant
inverse collecté
(collecteur)
On remplit le réservoir
(la base) en polarisant en
direct la jonction EB
5
Principe de fonctionnement


La polarisation inverse CB
permet de créer un champ
électrique favorable à la
collecte.
Conditions:

Base fine:


Éviter les recombinaisons
Base peu dopée /émetteur

Privilégie un seul type de
porteurs injectés (meilleure
efficacité d’injection)
6
Caractéristiques statiques
Transistor NPN
Transistor PNP
7
Caractéristiques statiques +hyp simp
Pas de recombinaisons dans la
Base ! (
)
Approximation « 1D »
Dopage homogène de la
Base
Faible Injection
Transistor PNP
8
Calcul des différentes composantes du courant.
Équations d’Ebers-Moll dans NPN

Dans la base:

Équation de continuité
p


Jp
Jn
d ( p.n)
n

eDn
eDp
dx

eV
 eVkT

kT
(
e

1
)

(
e

1
)


2 

J n  eDnb ni
C
 p( x)dx
BC
BE
'
E'
Or J n  J p et n  p
J
d ( p.n)
p n 
eDn
dx
Soit encore:

En régime normal, Jn
négatif ( e- vers x<0)
Intégration de E-B à C-B:
J n  eDnb ni2
eVBC 
eVBE

exp(
)

exp(
)

kT
kT 

C'
 p( x)dx
E'
9
Calcul des différentes composantes du courant
Équations d’Ebers-Moll dans NPN

Dans l’émetteur
J pE
eVBE


  J spE  exp(
)  1
kT



Courant suivant convention de signes

Dans le collecteur
J pC
eVBC


  J spC  exp(
)  1
kT


I E  I pE  I n
I C   I pC  I n
I B   I C  I E   I pE  I pC
IB
IE
JpE
E
Jn
B
NPN
IC
JpC
C
10
Calcul des différentes composantes du courant
Équations d’Ebers-Moll dans NPN

Soit enfin (!) :
I E  I n  I pE
Aen i2 Dnb
eVBE
Aen i2 Dnb
eVBC
 [ C
 I spE ](exp
 1)  C
(exp
 1)
kT
kT
 p( x)dx
 p( x)dx
'
'
E'
E'
Isn
I C   I n  I pC
Aen i2 Dnb
eVBE
Aen i2 Dnb
eV
C
(exp
 1)  [ C
 I spC ](exp BC  1)
kT
kT
 p( x)dx
 p( x)dx
'
'
E'
E'
I B   I E  I C   I pE  I pC
eVBE
eVBC




  I spE  exp(
)  1  I spC  exp(
)  1
kT
kT




11
Calcul des différentes composantes du courant
Équations d’Ebers-Moll dans NPN

L’expression finale est:
eVBC
eVBE
I E   I S1 (exp
 1)   I I S 2 (exp
 1)
kT
kT
eVBC
eVBE
I C   N I S (exp
 1)  I S (exp
 1)
kT
kT
1
2
avec:
I S1 
Ae2 ni2 Dnb
C'
 ep( x)dx
E

Aeni2 D pe
N
D
( x)
Ae 2 ni2 Dnb
 IS   C
2
E
'
 ep ( x)dx
E
charge dans la base : QB + QS
'
Aen i2 Dpc

 N D ( x)
C
'
12
Paramètres statiques du transistor bipolaire

Régime normal de fonctionnement:

E-B en direct et C-B en inverse
Ae2 ni2 DnB
eV
I E  (
 I SpE ) exp BE
QB  QS
kT
Ae 2 ni2 DnB
eVBE
I C  (
) exp
QB  QS
kT
2
eVBE
eDnB nieB
eVBE
I C  AE J C 0 exp
 AE C '
exp
kT
kT
E ' p p ( x)dx
eVBE
I   I E  I C   I SpE exp
kT
*
B
13
Paramètres statiques du transistor bipolaire

Efficacité d’injection d’émetteur:
In
E 
I Ep

Gain en courant en base commune:
IC


IE

1
1
J Sp .(QB  QS )
e 2 ni2 DnB
Gain en courant émetteur commun:
IC



IB 1
Rem: si on néglige Recomb
dans la base,  identique à  E
14
Paramètres statiques du transistor bipolaire
Facteur de transport dans la
base:


I rB 
Qs
n

Introduction des
recombinaisons dans la région
neutre de la base
AeX B (n p (0)  n p ) / 2
eff
n
IC 
Qs
t
IC  n
2 L2n
 

 2 1
I rB  t
X Beff
15
Paramètres statiques du transistor bipolaire
Introduction des recombinaisons
dans la région déplétée de la
base

I rD
 eVBE
Aeni

WT exp
2
 2kT



avec WT, largeur de la ZCE E-B.
En tenant compte de cela, on doit
réécrire le courant de Base:
I B  I  I rB  I rD
*
B
16
Paramètres statiques du transistor bipolaire

Le gain global en courant s‘écrit alors:
I B I B*  I rB  I rD
1 1 I rD



 
 IC
IC
 E  IC
1

Avec:
*
 IB

I rB

I rD
le courant de base intrinsèque (pas de recombinaisons)
le courant de recombinaisons dans la région neutre de la Base
le courant de recombinaisons dans la région déplétée E-B
17
Les autres régimes de fonctionnement

Régime saturé:
Les 2 jonctions sont polarisées en direct.

 Ae n DnB

I E  
 I spE e
 QS  Q B

2
2
i
n(x)
eVBE
kT

2
2
i
Ae n DnB
e
QS  Q B
eVBC
kT
Base
nex (0)
Ae2 ni2 DnB
IC  
e
QS  Q B
eVBE
kT
 Ae2 ni2 DnB
 eVkTBC
 
 I spC e
 QS  Q B

QS1
QS2
nex (WB )
0
WB
18
Régime saturé

Régime de faible injection: (QS<<QB):


Le courant est du aux charges injectées dans la base,
ie QS = QS1 +QS2
Si base « courte » (voir PN), cette charge est donnée
par le surface du ½ trapèze
eV
1
1
ni2 eVkT
QS 1   WB en ( x  0)   WB
e   t J sn e kT
2
2
NA
BE
BE
eV
1
1
ni2 eVkT
QS 2   WB en ( x  WB )   WB
e   t J sn e kT
2
2
NA
BC
BC
19
Régime saturé

Régime de faible injection: (QS<<QB):

Autre « représentation » de la charge de saturation
(Ablard):

On considère le transistor en régime normal avec une charge QSN
correspondant au même courant Icsat + une charge QSAT à calculer
n(x)
QST = QSN+QSAT
Base
1
QSN   e(n(0)  n(WB ))WB
2
nex (0)
nex (WB )
nex (0)  nex (WB )
QSAT
QSN
0
WB
On obtient
alors:
QSN   t J sn e
eVBE
kT
  t J sn e
eVBC
kT
QSAT  2 t J sn e
Responsable de la dégradation des
performances dynamiques
eVBC
kT
20
Régime saturé

Régime de forte injection


Dans ce cas, la densité d’électrons injectés est égale à la densité de
trous dans la base ( n  p )
Une études similaire à la précédente conduit au résultat suivant:
eV
eV
1
QS   eni (e 2 kT  e 2 kT )WB
2
BE
BC
2eDnB eV2 kT 2eDnB eV2 kT
Jn  
ni e 
ni e
WB
WB
BE

BC
En fait, ces résultats doivent être modifiés par des effets
21
secondaires ou parasites
Effets secondaires

Visualisation sur un « Gummel plot »:

Représentation de IC et IB en fonction de VBE
1
3
2
22
Effets secondaires

Effet Early , effet de perçage du collecteur

Claquage de la jonction Base - Collecteur

Résistances série d’Émetteur et de Base

Diminution (« collapse ») de Ic à fort courants

Défocalisation (« crowding effect ») du courant
23
Effet Early - Perçage

À « première vue », Ic indépendant de VCB
Ae2 ni2 DnB
eVBE
I C  (
) exp
QB  QS
kT

En fait, modulation de la largeur de la région
neutre de la base, donc QB+QS , donc Ic !
Si VBC
ZCE B-C
WB
Ic
QB+QS
24
Effet Early - Perçage

Cas limite:



Vpt 
ZCE BC « déplète »
totalement la base
Le collecteur injecte
alors du courant
directement dans E.
Courant uniquement
limité par Rsérie E + C
QpB
eN BWB
VA 

CdBC  SC
WZCE
BC
eWB2 N A ( N A  N D )
B
B
2 SC N D
C
C
25
Claquage de la jonction B - C

Avalanche de la jonction
B-C:


Apparaît souvent avant le
perçage
Comment l’éviter?



Ionisation
par impacts
Diminuer le champ
électrique
Diminuer le gradient de
dopage dans le collecteur
Couche peu dopée entre
Base et collecteur
26
Résistance d’émetteur et de la base


À bas courant, effets
négligeables
Pour circuit rapides, B-C tjs
en inverse (rc le plus petit
possible)
Résistances rc peu d’effet


Seules re et rb jouent un rôle.
Chute de potentiel dans ces
résistances

VBE  re I C  I B (re  rb )
VBE'  VBE  VBE
eVBE
I  I B exp( 
)
kT
'
B
27
Diminution (« collapse ») de Ic à fort
courant

Plusieurs facteurs peuvent
entraîner la diminution de
IC0:


Augmentation de la charge
dans le Base (neutralité)
Augmentation de la largeur
de la région neutre de la
Base (déplacement de la
ZCE vers le collecteur): effet
Kirk
eVBE
I C  AE J C 0 exp
kT
2
eDnB nieB
eVBE
I C  AE C '
exp
kT
E ' p p ( x)dx
28
Défocalisation du courant (« crowding
effect »)





L’image d’un dispositif à une
dimension est une approximation
Le bord du contact émetteur est
plus polarisé que le centre
Favorise une forte densité de
courant
Pas bon pour les composants de
puissance
Solutions: technologie inter
digitée
29
Transistor bipolaire = interrupteur ?

État ON : interrupteur
fermé (Tr. Saturé)

État OFF:
interrupteur ouvert
(Tr. Bloqué)
30
Transistor bipolaire = interrupteur ?


Signal de commande
(d’entrée) le plus
faible possible
Puissance de
commande la plus
petite possible
Emetteur Commun
31
Transistor bipolaire = interrupteur ?



À quelle vitesse,
l’interrupteur fonctionnet-il ?
Facteurs limitatifs ?
Temps de mise en
conduction:
 Équation de continuité
de la charge:
dQB QB
In 

dt
n

La charge dans la base
s’écrit:
QB (t )  I B n [1  exp(

t
n
)]
Le courant collecteur est
donné par:
I C (t ) 
QB (t )
t
temps de transit
dans la Base (courte)
32
Transistor bipolaire = interrupteur ?

Mise en conduction:
IC augmente jusqu’à
atteindre :
V
(on néglige VCEsat )
 2
RC

La charge limite QB(ton)
pour saturer le transistor
est donnée par:

I Csat
QS 

2
I Csat d pB
2 DnB
Le temps de mise en
conduction est donné
par:


1
t ON   n ln 

1

(
Q
I

)
S
B n 

33
Transistor bipolaire = interrupteur ?


Remarque: la charge peut
augmenter pour sursaturer le
transistor
Valeur finale:
nIB
Temps de Blocage: entrée à
« 0 »:

Évacuation de la charge
stockée

 I B n
t S   n ln
 QS




C’est le temps de
stockage ts
Au delà, même
phénomène que
jonction PN
34
Transistor bipolaire = interrupteur ?


Le temps de stockage (de
désaturation) limite la
vitesse de commutation
2 façon pour le réduire:


Impuretés qui « tuent » la
durée de vie dans la Base
Diode Schottky en // sur la
diode C-B: évite la
sursaturation du transistor
35
Transistor en ac: schéma équivalent
IB
C
µ
36
Transistor en ac: schéma équivalent

Transconductance :relie la variation du courant collecteur à la
tension Base – Emetteur, soit
gm 

I C
eI
 C
VBE kT
Résistance d’entrée : elle relie la variation de la tension Base –
Emetteur au courant de base, soit
 I B
r  
 VBE




1
kT



eI B g m
Résistance de sortie
 I C
ro  
 VCE



1
VA

IC
37
Transistor en ac: schéma équivalent

Capacité
C :
C  CSE  CTEB



capacité de stockage
CSE   F g m
temps de transit
 F  t E  tt  tt  tt
Capacité
inverse
C
B
BE
BC
: capacité de jonction de la jonction C –B polarisée en
C  CTCB

Capacité de la couche de déplétion de la diode collecteur – substrat
CdCS
38
Transistor en ac: schéma équivalent

Fréquence de coupure (gain en courant =1)
ic  g m vbe  jCµvbe
1

ib    jC  jCµ vbe
 r


Le gain en courant est donc donné par:
g m  jCµ
ic
 ( )  
ib (1/ r )  j (C  Cµ )
39
Transistor en ac: schéma équivalent

À basse fréquence:

Dans les transistors modernes, en général,
Cµ  g m

ic
g m r
 ( )  
ib 1  jr (C  Cµ )
À hautes fréquences, PI domine
gm
 ( ) 
j (C  Cµ )
40
Transistor en ac: schéma équivalent

On obtient alors la fréquence de coupure
(« cutoff frequency ») en faisant iC/iB=1
gm
2fT 
C  Cµ

Soit encore
1
kT
F 
(CSE  CTBC )  CTBC (re  rc )
2fT
eIC
Temps de transit en direct
41
Transistor en ac: schéma équivalent

Fréquence max (« maximun oscillation
frequency ») gain en puissance=1

Tient compte de la résistance de Base
fT
f max 
8rbCdBC
42
Transistor Bipolaire à Hétérojonction

Expression du gain :
2
2




n
D
N
W
W
 E  1
i
p
A
Beff
Beff

 1 
 1  2 
2
1 E 
 N D Dn ni Lp   2 Ln 
E
E
E

B
B
B
E
B
Si la base est courte:
ni2 D p N A WBeff 
 E  1 

 1 

2
1  E 
N
D
n
L

D
n
i
p 

E
E
E
B
B
B
E
43
Transistor Bipolaire à Hétérojonction
2

n
D p N A WBeff 
 E  1
i

 1 

2
1  E 
 N D Dn ni Lp 
E
E
E

B
B
B
E
Pour un gain en courant le plus grand
possible, on doit avoir un  le plus
proche de l’unité.


Diminuer le dopage de la Base
Diminuer la longueur de la Base
Augmente la résistance de la Base, donc
diminue fmax
44
Transistor Bipolaire à Hétérojonction
2

n
D p N A WBeff 
 E  1
i

 1 

2
1  E 
 N D Dn ni Lp 
E
E
E

B
B
B
E
Autre solution:

Augmenter le dopage de l’émetteur


Améliore l’efficacité d’injection
Pb: « gap shrinking » 
Eg  Eg (base )  Eg (émetteur)  0.
Eg
ni (émetteur)  ni ( Base) exp(
)
kT
2
2
45
Transistor Bipolaire à Hétérojonction

ni2 D p N A WBeff
Eg 
  1 
exp

2
kT 
 N D Dn ni Lp
e
E
E
B
B
B
E
 N D Dn L p

E g



exp(
)  1
1    N A D p WBeff
kT

E
B
B
E
E
On voit donc qu’il est difficile de concilier un fort dopage
d’émetteur, une base peu dopée et fine avec un gain important
46
Transistor Bipolaire à Hétérojonction

On « construit »
une structure à
différence de
« gap » négatif:

Le TBH ou HBT
Eg  Egb  Ege
47
Besoins pour les dispos bipolaires
•Fort gain
•Efficacité d’émetteur forte
•Vitesse élevée
Demandes et Problèmes d’un BJT
Demandes
Problèmes
émetteur fortement dopé
Diminution du Gap:
=> injection par la Base
Base peu dopée
Base étroite
Forte résistance Base
Solution:Transistors Bipolaire à hétéro-jonction
•Emetteur fortement dopé en utilisant un SC à gap plus grand que celui de la Base
•Base peut être fortement dopée et étroite sans augmenter la résistance de base
•Collecteur peut être choisi tel que la tension de claquage soit élevée
48
Dispositifs Bipolaires
Si peut être combiné avec:
TBH avec Si:
•Si/SiGe très prometteur
avec fréquence de coupure
de l’ordre de 100 GHz
TBH GaAs/AlGaAs
• ft =150 GHz
•Silicium amorphe (Eg=1.5 eV)
•SiC
(Eg=2.2 eV)
•Polysilicium
(Eg=1.5 eV)
•Qualité de l’interface excellente
=> TBH de hautes performances
•Composants intégrés
monolithiquement avec dispo
optoélectronique
•InGaAs/InAlAS et InGaAs/InP
TBHs
•Les valeurs de ft > 180 GHz
•Accord de maille avec InP
•Intégration avec composants
optoélectroniques
•Filière GaN/AlGaN
•Haute fréquence
•Évacuation thermique (puissance)
49
Les applications des « Bipolaires »
Applications numériques
•Les « dispos » sont utilisés en
mode saturé et non saturé
Logique saturée (intégration élevée)
Applications mémoires
Bipolaire : mémoires statiques
MOS : mémoires dynamiques
Applications Bi-CMOS
Combinaisons des 2 technologies:
On a l’avantage des 2:
=>fort développement
MMIC (Microwave Millimeter
Propriétés HF, puissance
Integrated Circuit)
•Integrated Injection Logic (I2L)
•Transistor-Transistor Logic (TTL)
=> amplificateurs, convertisseurs A/N
50
Références:






H. Mathieu, « Physique des semi-conducteurs et des
composants électroniques », 4° édition, Masson 1998.
P. Leturcq et G.Rey, « Physique des composants actifs à semiconducteurs », Dunod Université, 1985.
J. Singh, « semiconductors devices :an introduction »,
McGraw-Hill, Inc 1994.
Y. Taur et T.H. Ning, « Fundamentals of Modern VLSI
devices », Cambridge University Press, 1998.
K.K. Ng, « complete guide to semiconductor devices »,
McGraw-Hill, Inc 1995.
D.J. Roulston, « Bipolar semiconductor devices », McGrawHill, Inc 1990.
51

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